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電子逆變器電路圖详解 電子逆變器電路圖原理大全 KIA MOS管

信息來源:本站 日期:2018-04-23 

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電子逆變器電路圖

逆變器是通過半導體功率開關的開通和關斷作用,把直流電能轉變成交流電能的一種變換裝置,是整流變換的逆過程。

工作原理

逆變裝置的核心,是逆變開關電路,簡稱爲逆變電路。該電路通過電力電子開關的導通與關斷,來完成逆變的功能。

特點

(1)要求具有較高的效率。

由于目前太陽能電池的價格偏高,爲了最大限度的利用太陽能電池,提高系統效率,必須設法提高逆變器的效率。

(2)要求具有較高的可靠性。

目前光伏電站系統主要用于邊遠地區,許多電站無人值守和維護,這就要求逆變器有合理的電路結構,嚴格的元器件篩選,並要求逆變器具備各種保護功能,如:輸入直流極性接反保護、交流輸出短路保護、過熱、過載保護等。

(3)要求輸入電壓有較寬的適應範圍。

由于太陽能電池的端電壓隨負載和日照強度變化而變化。特別是當蓄電池老化時其端電壓的變化範圍很大,如12V的蓄電池,其端電壓可能在10V~16V之間變化,這就要求逆變器在較大的直流輸入電壓範圍內保證正常工作。


逆變器是通過半導體功率開關的開通和關斷作用,把直流電能轉變成交流電能的一種變換裝置,是整流變換的逆過程。

電子逆變器電路圖

車載逆变器的整个电路大体上可分为两大部分,每部分各采用一只TL494或KA7500芯片组成控制电路,其中第一部分电路的作用是将汽车电瓶等提供的12V直流电,通过高频PWM (脉宽调制)开关电源技术转换成30kHz-50kHz、220V左右的交流电;第二部分电路的作用则是利用桥式整流、滤波、脉宽调制及开关功率输出等技术,将30kHz~50kHz、220V左右的交流电转换成50Hz、220V的交流电。

高頻升壓逆變控制電路:

電子逆變器電路圖

(1)脚第一组放大器的同相输入端,检测输出电流,与3个0.33R 电阻分压,当电流过大时,分压电阻上的电压超过(2)脚基准电压,(3)脚放大器输出端输出高电平,(3)脚为高电平时,电路进入保护状态。(2)脚为比较器的反相输入端,接(14)脚基准,作比较器的参考电压,外部输入端的控制信号可输入至脚(4)的截止时间控制端(也叫死区时间控制),与脚(1)、(2)、(15)、(16)误差放大器的输入端,其输入端点的抵补电压为120mV,其可限制输出截止时间至最小值,大约为最初锯齿波周期时间的4%。当13脚的输出模控制端接地时,可获得96%最大工作周期,而当(13)脚接制参考电压时,可获得48%最大工作周期。如果我们在第4脚截止时间控制输入端设定一个固定电压,其范围由0V至3.3V之间,则附加的截止时间一定出现在输出上。  (5)、(6)脚是一个固定频率的脉冲宽度调制电路,内置了线性锯齿波振荡器,振荡频率可通过外部的一个电阻和一个电容进行调节,其振荡频率如下:

電子逆變器電路圖

输出脉冲的宽度是通过电容CT上的正极性锯齿波电压与另外两个控制信号进行比较来实现。功率输出管Q1和Q2受控于或非门。当双稳触发器的时钟信号为低电平时才会被选通,即只有在锯齿波电压大于控制信号期间才会被选通。当控制信号增大,输出脉冲的宽度将减小。(7)脚接地端,(8)、(11)脚是Q1和Q2内部开关管的集电极,在此电路中接电源,(9)、(10)脚为Q1、Q2的发射极,作开关管驱动输出端,接下图中Q1与Q2外部放大电路。以驱动后极推挽电路。(12)脚电源端,(13)脚为输出控制端,接(14)脚基准电压时两路输出脉冲相差180方位,每路输出量大约200MA的驱动推挽或半桥式电路。(15)、脚第二组放大器的反相输入端,接基准电压, (16)脚同相输入端,检测电源电压。当电压过高超过(15)脚参考电压时,(3)脚输出高电平,电路进入保护状态。


高頻升壓逆變電路及整流:

電子逆變器電路圖

這是一個推挽式拓撲逆變電路,當E1驅動脈沖驅動時,Q1導通,使VT3、VT6導通,VT7、VT8截止,此時電路進行正半周波形放大,變壓器升壓到次級,通過高頻整流管整流,當E2脈沖驅動時,Q2導通,驅動VT7、VT8導通。VT3、VT6截止,進得負半周波形放大。經升壓變壓器升壓後,高頻整流。

(此VT3\6\7\8以推挽方式存在于電路中,各負責正負半周的波形放大任務,電路工作時,兩只對稱的功率開關管每次只有一對導通,所以導通損耗小效率高。推挽輸出既可以向負載灌電流.)


逆變橋逆變:

電子逆變器電路圖

最后由TL494CN芯片的5脚外接点容C3和6脚外接电阻R15决定脉宽频率为F=1.1÷(0.1×220)KHZ=50HZ控制Q10、Q11、Q13、Q14工作在50HZ的频率下,将220V直流电逆变为220V/50HZ的交流电,上图将完成这部分功能。TL494正向时,IC2控制Q3为饱和导通状态,Q4为截止状态,由于Q3为饱和导通状态,则Q10为饱和导通状态。由于Q4处于截止状态,Q11因栅极无正偏压而处于截止状态,同时Q14因栅极无正偏压而处于截止状态, Q13为饱和导通状态。此时220V直流电经VT6沿XAC插座到负载再经VT10接地,形成正半周期电流;反向时,IC2控制Q3为截止状态,Q4为饱和导通状态,由于Q3为截止状态,则Q10、Q13因栅极无正偏压而处于截止状态,由于Q4为饱和导通状态,Q11处于饱和导通状态,同时Q14处于饱和导通状态,Q11因栅极无正偏压而处于截止状态。此时220V直流电经VT9沿XAC插座到负载再经VT7接地,形成负半周期电流;这样接将220V直流电成功转变为220V/50HZ交流电输出供负载使用。


電路中的保護電路:

電子逆變器電路圖

電路中采用雙運放比較放大器LM358來控制輸出過流保護,輸出電壓過低保護電路,TL431在此設制2.5V基准電壓,給比較器同相輸入端作參考電壓,第一組運放的同相輸入端接輸出電流檢測,反相輸入端接參考電壓,當電流過大,比較器輸入電壓升高,當超過2.5V時,輸出端輸出高電平,送入IC1的3腳,IC關閉輸出。第二組運放同相輸入端接參考電壓,反相輸入端接輸出電壓,當電壓過低,檢測分壓後電壓低于2.5V時,輸出端輸出高電平,Q1導通,蜂鳴器報警。


常見逆變器類型

中小功率

中小功率逆變電源是戶用獨立交流光伏系統中重要的環節之一,因而各國的光伏專家們一直在努力開發適于戶用的逆變電源,以促使該行業更好更快地發展。


多重串聯型

多重串聯型逆变器应用于电动汽车有诸多优点。串联结构输出电压矢量种类大大增加,增强了控制的灵活性,提高了控制的精确性;同时降低了电机中性点电压的波动。逆变器的旁路特點可提高充电和再生制动控制的灵活性。


隨著人們對城市環境的日益關切,電動汽車的發展得到了一個難得的機遇。在城市交通中,電動大客車由于載量大,綜合效益高,成爲優先發展的對象。電動大客車大都采用三相交流電機,由于電機功率大,三相逆變器中的器件需要承受高電壓和大電流應力的作用,較高的dv/dt又使電磁輻射嚴重,並且需要良好的散熱。


而采用多重串聯型结构的大功率逆变器则降低了单个器件承受的电压应力,降低了对器件的要求;降低了dv/dt值,减少了电磁辐射,器件的发热也大大减少;由于输出电平种类增加,控制性能更好。


多重串聯型逆变器适用于大功率的电动汽车驱动系统。采用多重串聯型结构,可降低多个蓄电池串联带来的危险,降低器件的开关应力和减少电磁辐射。但需要的电池数增加了2倍。


多重串聯型结构输出电压矢量种类大大增加,从而增强了控制的灵活性,提高了控制的精确性;同时降低电机中性点电压的波动。为维持每组蓄电池电量的均衡,在运行时需要确保电池的放电时间一致。通过旁路方式,可灵活地对蓄电池组充电,还可控制再生制动的力矩。


車載

車載逆变器一般使用汽车电瓶或者点烟器供电,先将低压直流电转换为265V左右的直流电,然后将高压的直流电转变为220V、50Hz的交流电。車載逆变器打破了在车内使用电器的诸多局限。車載电源不仅适用于車載系统,只要有DC12V直流电源的场合,都可使用。車載逆变器充分考虑到外部的使用环境,当发生过载或短路现象时将自动保护关机。


單相電壓源逆變器

电压源逆变器是按照控制电压的方式将直流电能转变为交流电能, 是逆变技术中最为常见和简单的一种,下面主要介绍單相電壓源逆變器。


要從一個直流電源中獲取交流電能,有多種方式,但至少應使用兩個功率開關元件,單相逆變器有推挽式、半橋式、全橋式三種電路拓樸結構,如果每半個工頻周期內只輸出一個脈沖,我們稱其爲方波逆變器,如果每半個周期內有多個脈寬組成,並且脈沖寬度符合正弦波調制(SPWM)規律,則稱其爲正弦波脈寬調制輸出。方波逆變技術實質上是一個單脈沖調制技術,下面介紹其工作原理。


1、推挽式逆變電路

下圖是單相推挽式逆變器的拓樸結構,該電路由兩只共負極的功率開關元件和一個初級帶有中心抽頭的升壓變壓器組成。

電子逆變器電路圖

若交流负载为纯阻性负载,当 t 1 ≤t≤t 2 时 VT 1 功率管加上栅极驱动信号 Ug1,VT 1 导通,VT 2 截止,变压器输出端感应出正电压;当 t 3 ≤t≤t 4 时,VT 2 功率管加上栅极驱动信号 Ug2,VT 2 导通,VT 1 截止,变压器输出端感应出负电压,波形如图下图所示,若负载为感性负载,则变压器内的电流波形连续,输出电压、电流波形如下图推挽电路波形。

電子逆變器電路圖

電子逆變器電路圖

推挽逆变器的输出只有两种状态+V0 和-V0 ,实质上是双极性调制,通过调节 VT1 和 VT2 的占空比来调节输出电压。推挽式方波逆变器的电路拓朴结构简单,两个功率管可共地驱动,但功率管承受开关电压为 2 倍的直流电压,因此适合应用于直流母线电压较低的场合。另外,变压器的利用率较低,驱动感性负载困难。


2、半橋式逆變電路

半桥式逆变电路的拓朴结构如图 2-4 所示,两只串联电容的中点作为参考点,当开关元件 VT 1 导通时,电容 C 1 上的能量释放到负载 RL 上,而当 VT 2 导通时,电容C 2 上的能量释放到负载 RL 上,VT 1 和 VT 2 轮流导通时在负载两端获得了交流电能,半桥逆变电路在功率开关元件不导通时承受直流电源电压 Ud,由于电容 C 1 和 C 2 两端的电压均为 Ud/2(假设 C 1 =C 2 ) ,因此功率元件 VT 1 和 VT 2 承受的电流为 2Id。实质上单相半桥电路和前一节讨论的单相推挽电路在电路结构上是对偶的,读者可自行分析半桥电路的工作过程。

電子逆變器電路圖

半桥型逆变电路结构简单,由于两只串联电容的作用,不会产生磁偏或直流分量,非常适合后级带动变压器负载,当该电路工作在工频(50 或者 60H Z )时,电容必须选取较大的容量,使电路的成本上升,因此该电路主要用于高频逆变场合。


3、單相全橋逆變電路

单相全桥逆变电路也称“H 桥”电路,其电路拓朴结构如图所示,由两个半桥电路组成, 以 180度方波为例说明单相全桥电路的工作原理, 功率开关元件 Q 1 与 Q 4 互补,Q 2 与 Q 3 互补,当 Q 1 与 Q 3 同时导通时,负载电压 U 0 = +Ud;当 Q 2 与 Q 4 同时悼通时,负载两端 U 0 = -Ud,Q 1 Q 3 和 Q 2 Q 4 轮流导通,负载两端就得到交流电能。

電子逆變器電路圖


電子逆變器電路圖

假设负载具有一定电感,即负载电流落后与电压 j 角度,在 Q1Q3 功率管栅极加上驱动信号时,由于电流的带后,此时 D1 D3 仍处于导通续流阶段,当经过 y 电角度时,电流过零,电源向负载输送有功功率,同样当 Q2 Q4 加上栅极驱动信号时 D2D4 仍处于续流状态,此时能量从负载馈送回直流侧,再经过 y 电角度后,Q2 Q4 才真正流过电流。


单相全桥电路上述工作状况下 Q1Q3 和 Q2Q4 分别工作半个周期, 其输出电压波形为 180 度的方波,事实上这种控制方式并不实用,因为在实际的逆变电源中输出电压是需要可以控制和调节的。


實例講解

電子逆變器電路圖

以上是一款較爲容易制作的逆變器電路圖,可以將12V直流電源電壓逆變爲220V市電電壓,電路由BG2和BG3組成的多諧振蕩器推動,再通過BG1和BG4驅動,來控制BG6和BG7工作。其中振蕩電路由BG5與DW組的穩壓電源供電,這樣可以使輸出頻率比較穩定。在制作時,變壓器可選有常用雙12V輸出的市電變壓器。可根據需要,選擇適當的12V蓄電池容量。


以下是一款高效率的正弦波逆變器電器圖,該電路用12V電池供電。先用一片倍壓模塊倍壓爲運放供電。可選取ICL7660或MAX1044。運放1産生50Hz正弦波作爲基准信號。運放2作爲反相器。運放3和運放4作爲遲滯比較器。其實運放3和開關管1構成的是比例開關電源。運放4和開關管2也同樣。它的開關頻率不穩定。在運放1輸出信號爲正相時,運放3和開關管工作。這時運放2輸出的是負相。這時運放4的正輸入端的電位(恒爲0)總比負輸入端的電位高,所以運放4輸出恒爲1,開關管關閉。在運放1輸出爲負相時,則相反。這就實現了兩開關管交替工作。

電子逆變器電路圖

当基准信号比检测信号,也即是运放3或4的负输入端的信号比正输入端的信号高一微小值时,比较器输出0,开关管开,随之检测信号迅速提高,当检测信号比基准信号高一微小值时,比较器输出1,开关管关。这里要注意的是,在电路翻转时比较器有个正反馈过程,这是迟滞比较器的特點。比如说在基准信号比检测信号低的前提下,随着它们的差值不断地靠近,在它们相等的瞬间,基准信号马上比检测信号高出一定值。这个“一定值”影响开关频率。它越大频率越低。这里选它为0.1~0.2V。


C3,C4的作用是爲了讓頻率較高的開關續流電流通過,而對頻率較低的50Hz信號産生較大的阻抗。C5由公式:50=算出。L一般爲70H,制作時最好測一下。這樣C爲0.15μ左右。R4與R3的比值要嚴格等于0.5,大了波形失真明顯,小了不能起振,但是甯可大一些,不可小。開關管的最大電流爲:

I==25A。


現有的逆變器,有方波輸出和正弦波輸出兩種。方波輸出的逆變器效率高,對于采用正弦波電源設計的電器來說,除少數電器不適用外大多數電器都可適用,正弦波輸出的逆變器就沒有這方面的缺點,卻存在效率低的缺點,如何選擇這就需要根據自己的需求了。


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