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MOS管开关时的米勒效应是如何形成的及如何消除米勒效应-KIA MOS管

信息來源:本站 日期:2019-05-22 

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MOS管,MOS管米勒效應

米勒效應概述

米勒效应(Miller effect)是在电子学中,反相放大电路中,输入与输出之间的分布电容或寄生电容由于放大器的放大作用,其等效到输入端的电容值会扩大1+K倍,其中K是该级放大电路电压放大倍数。

雖然一般密勒效應指的是電容的放大,但是任何輸入與其它高放大節之間的阻抗也能夠通過密勒效應改變放大器的輸入阻抗。


米勒效應的應用

米勒效應在電子電路中,應用很廣泛


(1)密勒積分

在集成運算放大器開環增益A很高的情況下,展寬積分線性範圍,提高運算精度,獲得了廣泛的運用。


(2)用米勒電容補償,消除自激反應

由于米勒电容补偿后的频率响应,是一种在0dB带宽不受损失的情况下, 使集成运算放大器没有产生自激可能品质优良的“完全补偿‘。同时,密勒效应使小补偿电容可以制作在基片上,从而实现了没有外接补偿元件的所谓“ 内藏补偿” 。


MOS管,MOS管米勒效應


MOS管米勒效應平台形成的基本原理

MOSFET的栅极驱动过程,可以简单的理解为驱动源对MOSFET的输入电容(主要是栅源极电容Cgs)的充放电过程;当Cgs达到门槛电压之后, MOSFET就会进入开通状态;当MOSFET开通后,Vds开始下降,Id开始上升,此时MOSFET进入饱和区;但由于米勒效应,Vgs会持续一段时间不再上升,此时Id已经达到最大,而Vds还在继续下降,直到米勒电容充满电,Vgs又上升到驱动电压的值,此时MOSFET进入电阻区,此时Vds彻底降下来,开通结束。


由于米勒電容阻止了Vgs的上升,從而也就阻止了Vds的下降,這樣就會使損耗的時間加長。(Vgs上升,則導通電阻下降,從而Vds下降)


MOS管,MOS管米勒效應


米勒效應在MOS驅動中臭名昭著,他是由MOS管的米勒電容引發的米勒效應,在MOS管開通過程中,GS電壓上升到某一電壓值後GS電壓有一段穩定值,過後GS電壓又開始上升直至完全導通。爲什麽會有穩定值這段呢?因爲,在MOS開通前,D極電壓大于G極電壓,MOS寄生電容Cgd儲存的電量需要在其導通時注入G極與其中的電荷中和,因MOS完全導通後G極電壓大于D極電壓。米勒效應會嚴重增加MOS的開通損耗。(MOS管不能很快得進入開關狀態)


所以就出現了所謂的圖騰驅動!!選擇MOS時,Cgd越小開通損耗就越小。米勒效應不可能完全消失。MOSFET中的米勒平台實際上就是MOSFET處于“放大區”的典型標志。用用示波器測量GS電壓,可以看到在電壓上升過程中有一個平台或凹坑,這就是米勒平台。


MOS管米勒效應形成的詳細過程

米勒效應指在MOS管開通過程會産生米勒平台,原理如下。


理論上驅動電路在G級和S級之間加足夠大的電容可以消除米勒效應。但此時開關時間會拖的很長。一般推薦值加0.1Ciess的電容值是有好處的。

下圖中粗黑線中那個平緩部分就是米勒平台。


MOS管,MOS管米勒效應


MOS管,MOS管米勒效應


删荷系数的这张图 在第一个转折点处:Vds开始导通。Vds的变化通过Cgd和驱动源的内阻形成一个微分。因为Vds近似线性下降,线性的微分是个常数,从而在Vgs处产生一个平台。


米勒平台是由于mos 的g d 两端的电容引起的,即mos  datasheet里的Crss 。


這個過程是給Cgd充電,所以Vgs變化很小,當Cgd充到Vgs水平的時候,Vgs才開始繼續上升。


Cgd在mos剛開通的時候,通過mos快速放電,然後被驅動電壓反向充電,分擔了驅動電流,使得Cgs上的電壓上升變緩,出現平台。


MOS管,MOS管米勒效應


t0~t1: Vgs from 0 to Vth.Mosfet没通.电流由寄生二极管Df.


t1~t2: Vgs from Vth to Va. Id


t2~t3: Vds下降.引起电流继续通过Cgd. Vdd越高越需要的时间越长.


Ig 为驱动电流.


開始降的比較快.當Vdg接近爲零時,Cgd增加.直到Vdg變負,Cgd增加到最大.下降變慢.


t3~t4: Mosfet 完全导通,运行在电阻区.Vgs继续上升到Vgg.


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平台後期,VGS繼續增大,IDS是變化很小,那是因爲MOS飽和了。。。,但是,從樓主的圖中,這個平台還是有一段長度的。


这个平台期间,可以认为是MOS 正处在放大期。


前一个拐点前:MOS 截止期,此时Cgs充电,Vgs向Vth逼进。


前一个拐点处:MOS 正式进入放大期


后一个拐点处:MOS 正式退出放大期,开始进入饱和期。


当斜率为dt 的电压V施加到电容C上时(如驱动器的输出电压),将会增大电容内的电流:


I=C×dV/dt  (1)


因此,向MOSFET施加电压时,将产生输入电流Igate = I1 + I2,如下图所示。


MOS管,MOS管米勒效應


在右側電壓節點上利用式(1),可得到:

I

1=Cgd×d(Vgs-Vds)/dt=Cgd×(dVgs/dt-dVds/dt)     (2)


I2=Cgs×d(Vgs/dt)    (3)


如果在MOSFET上施加栅-源电压Vgs,其漏-源电压Vds 就会下降(即使是呈非线性下降)。因此,可以将连接这两个电压的负增益定义为:


Av=- Vds/Vgs  (4)


將式(4)代入式(2)中,可得:

I1=Cgd×(1+Av)dVgs/dt   (5)


在轉換(導通或關斷)過程中,柵-源極的總等效電容Ceq爲:

Igate=I1+I2=(Cgd×(1+Av)+Cgs)×dVgs/dt=Ceq×dVgs/dt   (6)


式中(1+Av)這一項被稱作米勒效應,它描述了電子器件中輸出和輸入之間的電容反饋。當柵-漏電壓接近于零時,將會産生米勒效應。


Cds分流最厉害的阶段是在放大区。为啥? 因为这个阶段Vd变化最剧烈。平台恰恰是在这个阶段形成。你可认为:门电流Igate完全被Cds吸走,而没有电流流向Cgs。


MOS管,MOS管米勒效應


注意數據手冊中的表示方法

Ciss=Cgs+Cgd

Coss=Cds+Cgd

Crss=Cgd


如何消除MOS管米勒效應

设计电源时,工程师常常会关注与MOSFET导通损耗有关的效率下降问题。在出现较大RMS电流的情况下, 比如转换器在非连续导电模式(DCM)下工作时,若选择Rds(on)较小的MOSFET,芯片尺寸就会较大,从而输入电容也较大。也就是说,导通损耗的减小将会造成较大的输入电容和控制器较大的功耗。当开关频率提高时,问题将变得更为棘手。

MOS管,MOS管米勒效應

图1 MOSFET导通和关断时的典型栅电流


MOS管,MOS管米勒效應

图2 MOSFET中的寄生电容


MOS管,MOS管米勒效應

图3 典型MOSFET的栅电荷


MOS管,MOS管米勒效應

图4 基于专用控制器的简单QR转换器


MOS管,MOS管米勒效應

图5 ZVS技术消除米勒效应


MOSFET导通和关断时的典型栅电流如图1所示。在导通期间,流经控制器Vcc引脚的峰值电流对Vcc充电;在关断期间,存储的电流流向芯片的接地端。如果在相应的面积上积分,即进行篿gate(t)dt,则可得到驱动晶体管的栅电荷Qg 。将其乘以开关频率Fsw,就可得到由控制器Vcc提供的平均电流。因此,控制器上的总开关功率(击穿损耗不计)为:


Pdrv = Fsw×Qg×Vcc


如果使用开关速度为100kHz 的12V控制器驱动栅电荷为100nC的MOSFET,驱动器的功耗即为100nC×100kHz×12V=10mA×12V=120mW。


MOSFET的物理结构中有多种寄生单元,其中电容的作用十分关键,如图2所示。产品数据表中的三个参数采取如下定义:当源-漏极短路时,令Ciss = Cgs + Cgd;当栅-源极短路时,令Coss = Cds +? Cgd;Crss = Cgd。


驱动器实际为栅-源极连接。当斜率为dt 的电压V施加到电容C上时(如驱动器的输出电压),将会增大电容内的电流:

I=C×dV/dt

(2)


因此,向MOSFET施加电压时,将产生输入电流Igate = I1 + I2,如图2所示。在右侧电压节点上利用式(2),可得到:


I1=Cgd×d(Vgs-Vds)/dt=Cgd×(dVgs/dt-dVds/dt)


(3)I2=Cgs×d(Vgs/dt)


MOS管,MOS管米勒效應


(7)式中(1-Av)這一項被稱作米勒效應,它描述了電子器件中輸出和輸入之間的電容反饋。當柵-漏電壓接近于零時,將會産生米勒效應。典型功率MOSFET的柵電荷如圖3所示,該圖通過用恒定電流對柵極充電並對柵-源電壓進行觀察而得。根據式(6),當Ciss突然增大時,電流持續流過。但由于電容急劇增加,而相應的電壓升高dVgs卻嚴重受限,因此電壓斜率幾乎爲零,如圖3中的平坦區域所示。


圖3也顯示出降低在轉換期間Vds(t)開始下降時的點的位置,有助于減少平坦區域效應。Vds=100V時的平坦區域寬度要比Vds=400V時窄,曲線下方的面積也隨之減小。因此,如果能在Vds等于零時將MOSFET導通,即利用ZVS技術,就不會産生米勒效應。


在准谐振模式(QR)中采用反激转换器是消除米勒效应较经济的方法, 它无需在下一个时钟周期内使开关处于导通状态,只要等漏极上的自然振荡将电压逐渐降至接近于零。与此同时,通过专用引脚可以检测到控制器再次启动了晶体管。通过在开关打开处反射的足够的反激电压(N×[Vout+Vf]),即可实现ZVS操作,这通常需要800V(通用范围)的高压MOSFET。基于安森美的NCP1207的QR转换器如图4所示,它可以直接使用高压电源供电。该转换器在ZVS下工作时的栅-源电压和漏极波形如图5所示。


總之,如果需要Qg較大的MOSFET,最好使反激轉換器在ZVS下工作,這樣可以減少平均驅動電流帶來的不利影響。這一技術也廣泛應用于諧振轉換器中。


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