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功率MOS管驱动电路图文分析与功率MOS管保護電路設計解析-KIA MOS管

信息來源:本站 日期:2019-04-26 

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功率MOS管,保護電路

功率MOS概述與工作原理

功率MOS场效应晶体管,即MOSFET,其原意是:MOS(Metal Oxide Semiconductor金属氧化物半导体),FET(Field Effect Transistor场效应晶体管),即以金属层(M)的栅极隔着氧化层(O)利用电场的效应来控制半导体(S)的场效应晶体管。


功率MOS管,保護電路

N溝道增強型小功率MOS管的結構示意圖


功率mos的工作原理爲:截止:漏源極間加正電源,柵源極間電壓爲零。P基區與N漂移區之間形成的PN結J1反偏,漏源極之間無電流流過。


導電:在柵源極間加正電壓UGS,柵極是絕緣的,所以不會有柵極電流流過。但柵極的正電壓會將其下面P區中的空穴推開,而將P區中的少子—電子吸引到柵極下面的P區表面。當UGS大于UT(開啓電壓或阈值電壓)時,柵極下P區表面的電子濃度將超過空穴濃度,使P型半導體反型成N型而成爲反型層,該反型層形成N溝道而使PN結J1消失,漏極和源極導電。


功率MOS管保護電路設計

功率MOS管自身擁有衆多優點,但是MOS管具有較脆弱的承受短時過載能力,特別是在高頻的應用場合,所以在應用功率MOS管對必須爲其設計合理的保護電路來提高器件的可靠性,MOS管作用是什麽

功率MOS管保護電路主要有以下幾個方面:


1)防止栅极 di/dt过高:由于采用驱动芯片,其输出阻抗较低,直接驱动功率管会引起驱动的功率管快速的开通和关断,有可能造成功率管漏源极间的电压震荡,或者有可能造成功率管遭受过高的di/dt而引起误导通。为避免上述现象的发生,通常在MOS驱动器的输出与MOS管的栅极之间串联一个电阻,电阻的大小一般选取几十欧姆。


2)防止栅源极间过电压 由于栅极与源极的阻抗很高,漏极与源极间的电压突变会通过极间电容耦合到栅极而产生相当高的栅源尖峰电压,此电压会使很薄的栅源氧化层击穿,同时栅极很容易积累电荷也会使栅源氧化层击穿,所以要在MOS管栅极并联稳压管以限制栅极电压在稳压管稳压值以下,保护MOS管不被击穿,MOS管栅极并联电阻是为了释放栅极电荷,不让电荷积累。


3)防护漏源极之间过电压 虽然漏源击穿电压VDS一般都很大,但如果漏源极不加保护电路,同样有可能因为器件开关瞬间电流的突变而产生漏极尖峰电压,进而损坏MOS管,功率管开关速度越快,产生的过电压也就越高。为了防止器件损坏,通常采用齐纳二极管钳位和RC缓冲电路等保护措施。


功率MOS管,保護電路


当电流过大或者发生短路时,功率MOS管漏极与源极之间的电流会迅速增加并超过额定值,必须在过流极限值所规定的时间内关断功率MOS管,否则器件将被烧坏,因此在主回路增加电流采样保护电路,当电流到达一定值,通过保护电路关闭驱动电路来 保护MOS管。图1是MOS管的保护电路,由此可以清楚的看出保护电路的功能。


功率MOSFET的正向導通等效電路

(1):等效電路

(2):說明

功率 MOSFET 正向导通时可用一电阻等效,该电阻与温度有关,温度升高,该电阻变大;它还与门极驱动电压的大小有关,驱动电压升高,该电阻变小。详细的关系曲线可从制造商的手册中获得。


功率MOSFET的反向導通等效電路

(1):等效電路(门极不加控制)

(2):說明

即内部二极管的等效电路,可用一电压降等效,此二极管为MOSFET 的体二极管,多数情况下,因其特性很差,要避免使用。


功率MOSFET的反向導通等效電路

(1):等效電路(门极加控制)

(2):說明

功率 MOSFET 在门级控制下的反向导通,也可用一电阻等效,该电阻与温度有关,温度升高,该电阻变大;它还与门极驱动电压的大小有关,驱动电压升高,该电阻变小。详细的关系曲线可从制造商的手册中获得。此工作状态称为MOSFET 的同步整流工作,是低压大电流输出开关电源中非常重要的一种工作状态。


功率MOSFET的正向截止等效電路

(1):等效電路

(2):說明

功率 MOSFET 正向截止时可用一电容等效,其容量与所加的正向电压、环境温度等有关,大小可从制造商的手册中获得。


功率MOSFET的穩態特性總結

(1):功率MOSFET 稳态时的电流/电压曲线

(2):說明

功率 MOSFET 正向饱和导通时的稳态工作点

當門極不加控制時,其反向導通的穩態工作點同二極管。


(3):穩態特性總結

-- 门极与源极间的电压Vgs 控制器件的导通状态;当VgsVth时,器件处于导通状态;器件的通态电阻与Vgs有关,Vgs大,通态电阻小;多数器件的Vgs为 12V-15V ,额定值为+-30V;


-- 器件的漏极电流额定是用它的有效值或平均值来标称的;只要实际的漏极电流有效值没有超过其额定值,保证散热没问题,则器件就是安全的;


-- 器件的通态电阻呈正温度系数,故原理上很容易并联扩容,但实际并联时,还要考虑驱动的对称性和动态均流问题;


-- 目前的 Logic-Level的功率 MOSFET,其Vgs只要 5V,便可保证漏源通态电阻很小;


-- 器件的同步整流工作状态已变得愈来愈广泛,原因是它的通态电阻非常小(目前最小的为2-4 毫欧),在低压大电流输出的DC/DC 中已是最关键的器件;


常見功率MOS管驅動電路分析
一. 不隔离的互补功率mos驱动电路

圖2(a)爲常用的小功率驅動電路,簡單可靠成本低。適用于不要求隔離的小功率開關設備。圖2(b)所示驅動電路開關速度很快,驅動能力強,爲防止兩個MOSFET管直通,通常串接一個0.5~1Ω小電阻用于限流,該電路適用于不要求隔離的中功率開關設備。這兩種電路特點是結構簡單。


功率MOS管,保護電路

图2 常用的不隔离的互补驱动电路


功率mos屬于電壓型控制器件,只要柵極和源極之間施加的電壓超過其閥值電壓就會導通。由于MOSFET存在結電容,關斷時其漏源兩端電壓的突然上升將會通過結電容在柵源兩端産生幹擾電壓。常用的互補驅動電路的關斷回路阻抗小,關斷速度較快,但它不能提供負壓,故抗幹擾性較差。爲了提高電路的抗幹擾性,可在此種驅動電路的基礎上增加一級有V1、V2、R組成的電路,産生一個負壓,電路原理圖如圖3所示。


功率MOS管,保護電路

图3 提供负压的互补电路


當V1導通時,V2關斷,兩個MOSFET中的上管的柵、源極放電,下管的柵、源極充電,即上管關斷,下管導通,則被驅動的功率管關斷;反之V1關斷時,V2導通,上管導通,下管關斷,使驅動的管子導通。因爲上下兩個管子的柵、源極通過不同的回路充放電,包含有V2的回路,由于V2會不斷退出飽和直至關斷,所以對于S1而言導通比關斷要慢,對于S2而言導通比關斷要快,所以兩管發熱程度也不完全一樣,S1比S2發熱嚴重。


該驅動電路的缺點是需要雙電源,且由于R的取值不能過大,否則會使V1深度飽和,影響關斷速度,所以R上會有一定的損耗。


二. 隔离的功率mos驱动电路

(1)正激式驅動電路。電路原理如圖(a)所示,N3爲去磁繞組,S2爲所驅動的功率管。R2爲防止功率管柵極、源極端電壓振蕩的一個阻尼電阻。因不要求漏感較小,且從速度方面考慮,一般R2較小,故在分析中忽略不計。


功率MOS管,保護電路

圖4正激驅動電路


其等效電路圖如圖4(b)所示脈沖不要求的副邊並聯一電阻R1,它做爲正激變換器的假負載,用于消除關斷期間輸出電壓發生振蕩而誤導通。同時它還可以作爲功率MOSFET關斷時的能量泄放回路。該驅動電路的導通速度主要與被驅動的S2柵極、源極等效輸入電容的大小、S1的驅動信號的速度以及S1所能提供的電流大小有關。由仿真及分析可知,占空比D越小、R1越大、L越大,磁化電流越小,U1值越小,關斷速度越慢。


该电路具有以下优点:①电路结构简单可靠,实现了隔离驱动。 ②只需单电源即可提供导通时的正、关断时负压。 ③占空比固定时,通过合理的参数设计,此驱动电路也具有较快的开关速度。


該電路存在的缺點:一是由于隔離變壓器副邊需要噎嗝假負載防振蕩,故電路損耗較大;二是當占空比變化時關斷速度變化較大。脈寬較窄時,由于是儲存的能量減少導致MOSFET柵極的關斷速度變慢。


(2)有隔離變壓器的互補驅動電路。如圖5所示,V1、V2爲互補工作,電容C起隔離直流的作用,T1爲高頻、高磁率的磁環或磁罐。


功率MOS管,保護電路

图5 有隔离变压器的互补驱动电路


导通时隔离变压器上的电压为(1-D)Ui、关断时为D Ui,若主功率管S可靠导通电压为12V,而隔离变压器原副边匝比N1/N2为12/[(1-D)Ui]。为保证导通期间GS电压稳定C值可稍取大些。该电路具有以下优点:


①電路結構簡單可靠,具有電氣隔離作用。當脈寬變化時,驅動的關斷能力不會隨著變化。


②該電路只需一個電源,即爲單電源工作。隔直電容C的作用可以在關斷所驅動的管子時提供一個負壓,從而加速了功率管的關斷,且有較高的抗幹擾能力。


但該電路存在的一個較大缺點是輸出電壓的幅值會隨著占空比的變化而變化。當D較小時,負向電壓小,該電路的抗幹擾性變差,且正向電壓較高,應該注意使其幅值不超過MOSFET柵極的允許電壓。當D大于0.5時驅動電壓正向電壓小于其負向電壓,此時應該注意使其負電壓值不超過MOAFET柵極允許電壓。所以該電路比較適用于占空比固定或占空比變化範圍不大以及占空比小于0.5的場合。


(3)集成芯片UC3724/3725構成的驅動電路

功率mos電路構成如圖6所示。其中UC3724用來産生高頻載波信號,載波頻率由電容CT和電阻RT決定。一般載波頻率小于600kHz,4腳和6腳兩端産生高頻調制波,經高頻小磁環變壓器隔離後送到UC3725芯片7、8兩腳經UC3725進行調制後得到驅動信號,UC3725內部有一肖特基整流橋同時將7、8腳的高頻調制波整流成一直流電壓供驅動所需功率。


一般來說載波頻率越高驅動延時越小,但太高抗幹擾變差;隔離變壓器磁化電感越大磁化電流越小,UC3724發熱越少,但太大使匝數增多導致寄生參數影響變大,同樣會使抗幹擾能力降低。根據實驗數據得出:對于開關頻率小于100kHz的信號一般取(400~500)kHz載波頻率較好,變壓器選用較高磁導如5K、7K等高頻環形磁芯,其原邊磁化電感小于約1毫亨左右爲好。


這種驅動電路僅適合于信號頻率小于100kHz的場合,因信號頻率相對載波頻率太高的話,相對延時太多,且所需驅動功率增大,UC3724和UC3725芯片發熱溫升較高,故100kHz以上開關頻率僅對較小極電容的MOSFET才可以。對于1kVA左右開關頻率小于100kHz的場合,它是一種良好的驅動電路。該電路具有以下特點:單電源工作,控制信號與驅動實現隔離,結構簡單尺寸較小,尤其適用于占空比變化不確定或信號頻率也變化的場合。


功率MOS管,保護電路

图6 集成芯片UC3724/3725构成的驱动电路


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