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详解電子負載mos管原理及mos管在其中的应用-KIA MOS管

信息來源:本站 日期:2018-09-17 

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電子負載mos管
電子負載mos管原理详解

直流電子負載是控制功率MOS管的導通深度,靠功率管的耗散功率(發熱)消耗電能的設備,它的基本工作方式有恒壓、恒流、恒阻、恒功率這幾種。下文講述直流電子負載恒流模式原理。在恒流模式下,不管輸入電壓是否改變,電子負載消耗一個恒定的電流。

一、功率MOS管的工作狀態

電子負載是利MOS的線性區,當作可變電阻來用的,把電消耗掉。MOS管在恒流區(放大狀態)內,Vgs一定時Id不隨Vds的變化而變化,可實現MOS管輸出回路電流恒定。只要改變Vgs的值,即可在改變輸出回路中恒定的電流的大小。


二、用運放控制Vgs

采样电阻Rs、运放构成一比较放大电路,MOS管输出回路的电流经RS转换成电压后,反馈到运放反向端实现控制vgs,从而MOS管输出回路的电流。当给定一个电压VREF时,如果Rs上的电压小于 VREF,也就是 运放的-IN小于+IN,运放加大输出,使MOS导通程度加深,使MOS管输出回路电流加大。如果 Rs 上的电压大于 VREF时,-IN大于+IN,运放减小输出,也就MOS管输出回路电流,这样电路最终维持在恒定的给值上,也就实现了恒流工作。

下面推導Id的表達式:

Un=Is*Rs

Up=Un=Uref

Uref=Is*Rs

Is=Id-Ig

對于MOS管,其輸入電阻很大,Ig近似爲0,則:

Id=Is=Uref/Rs

由此可知只要Uref不变,Id也不变,即可实现恒流输出。如果改变 UREF就可改变恒流值,UREF可用电位器调节输入或用DAC芯片由MCU控制输入,采用电位器可手动调节输出电流。若采用 DAC输入即可实现数控恒流电子负载。

三、實用的運放恒流電子負載

基本原理:MOS和電阻Rs組成負反饋電路,MOS管工作在恒流區,運放同相端調節設定恒流值,MOS管的電流在電阻Rs上産生壓降,反饋到運放反向端實現控制輸出電流。R1、U2構成一2.5V基准電壓源,R2、Rp對這2.5V電壓分壓得到一參考電壓送入運放同相端,MOS管輸出回路的電流Is經Rs轉換成電壓後,反饋到運放反向端實現控制vgs,從而控制MOS管輸出回路的電流Is的穩定。電容C1主要作用有2個,一方面是消雜波,另一方面也是對運放輸出的梯波進行補償,使得電壓變化速度減緩,盡量減少mosfet的G極電壓高頻變化引發振蕩的可能。

下面給出各種參數的表達式:

Uref=2.5*(Rp’/(R2+Rp))

其中Rp’爲Rp抽頭對地的電阻

Is=Uref/RS=2.5*(Rp’/(R2+Rp))/Rs

當Rp抽頭在最上端時,Uref、Is有最大值

Urefmax=2.5*(Rp/(R2+Rp))

Ismax=Urefmax/RS=2.5*(Rp/(R2+Rp))/Rs

如果已知最大電流Is可用

Rs=Urefmax/RS=2.5*(Rp/(R2+Rp))/Ismax

按圖中元件參數計算,可以得到

Urefmax=2.5*(4.7/(27+4.7))=0.37v

Ismax=Urefmax/RS=2.5*( Rp/(R2+Rp))/Rs = 2.5*( 4.7/(27+4.7))/0.1=3.7A

即圖中電路最大恒流值約爲3.7A。

四、多MOS管並聯

電子負載mos管是靠功率管的耗散功率(发热)消耗电能的,流经MOS管电流过大会导致耗散功率过大,容易烧坏MOS管。为此可以采用多管并联的方式来均分电流。由于元件具有离散性和差异性,流经每个MOS管的电流实际并不一致,可以在电路中加入均流电阻,图中R4、R5、R6、R7为均流电阻。注意,在这种电路中,按上文式子计算出来Rs是总电阻,Id是总电流。


其實上圖是有缺陷的:一是不能很好解決每個MOS電流的不一致的問題,二是運放的輸出能力有限,不能驅動多個MOS管。每個MOS管獨立用一套運放驅動即可解決。


在這一電路中,按上文式子計算出來Rs是總電阻,Id是總電流。

電子負載mos管恒压、恒阻模式原理

恒壓模式原理

在恒壓模式下,電子負載將消耗足夠的電流來使輸入電壓維持在設定的電壓上。

电压工作模式的情况与电流模式相同,只不过检测的变量是输出电压, 这一输出电压是经过电阻R1、R2分压得到的。检测出的电压(R14两端)被反馈到运放的同相输入端, MOS管再次工作在线性区。

如圖所示,Vref爲參考電壓值,Uf爲功率控制電路的反饋電壓值。

當Uf>Vref時,運放加大輸出,MOS管導通程度加深,使得MOS管輸出回路上的電壓下降;

當Uf<Vref時,運放減小輸出,MOS管導通程度減小,使得MOS管輸出回路上的電壓升高,最終維持在一恒定的值。

通過改變Vref的值,可以使電壓改變,並恒定。

恒压值U=Vref *((R1+R2)/R2)

由Vref=Ur2=U *(R2/(R1+R2)) 可以推导出。

恒阻模式原理

在定電阻模式下,電子負載被等效爲一個恒定的電阻,電子負載會隨著輸入電壓的改變來線性改變電流

如圖所示,Uin爲外加信號,調節滑動變阻器R17設定阈值電壓,當Uin改變時,負載R50上的電流也會隨之線性變化;

因为U+ = U-

U+=Uin*R17下/(R16+R17)

U-=Iin*R50

所以Uin/Iin=R50*(R16+R17/R17下

可以看到輸入電壓與輸入電流呈現線性變化,並可通過滑動變阻器R17手動設置電阻值。

例如,Uin =3sin10t, R17下=20K,则Iin=3sin10t;

Uin =3sin10t, R17下=10K,则Iin=6sin10t;

固定滑動變阻器R17後,對應某一時刻而言,電壓的變化,引起了電流的變化,且其比值固定不變。

電子負載mos管应用

一般设计人员都用直流电子负载来测试电源, 如太阳能阵列或电池, 但商用直流电子负载很昂贵。其实只要将功率MOSFET在其线性区内使用, 就可制作出自己的直流电子负载( 图1) 。该负载采用两个简单的反馈回路。MOS管( IRF1502n2222a) 用作一个稳流模式下的电流源或稳压模式下的电压源。设计人员在描述电压源的特性时都使用稳流模式, 因为在稳流模式下, 电源必须提供电子负载中设定的电流值。设计师都将稳压模式与电流源一起使用, 因为稳压模式会迫使电源在负载设定的电压下工作。

圖1 直流電子負載圖

如图1所示, 在电流模式下, RSHUNT 检测I LOAD, 检测得到的电压反馈给运算放大器IC1A的反相输入端。由于运算放大器的直流增益在线性反馈工作区内很高, 反相输入端保持与非反相输入端相等, 即相当于VIREF。放大器产生自己的输出值, 以使MOSFETQ2和Q3 工作于线性区, 因而会消耗电源的功率。源极电流值与电流环基准VI REF成正比,即ILOAD=VI REF/RSHUNT可利用一个连接到稳定电压基准上的电阻分压器设定VIREF,VI REF, 或者使用来自一个基于PC的I/O卡的D/A转换器输出,以实现灵活的配置。电压工作模式的情况与电流模式相同, 只不过检测的变量是输出电压, 这一输出电压是经过分压器RA/ RB 衰减的, 所以电子负载的工作电压比运放电源电压高。

检测出的电压被反馈到IC1B的非反相输入端, MOSFET再次工作在线性区。负载电压VLOAD=VVREF×(RA+RB)/RB。CA3240型双运放IC1可以在输入电压低于负电源电压的情况下工作, 这对单电源供电非常有用, 然而,如果有对称电源,那就可以采用任何运放。继电器K1通过一根驱动Q1的数字控制线来切换工作模式。MOSFET 是至关重要的; 你可以增加这个并联使用的IRF150器件, 以提高电流承受能力, 因IRF150 具有正的温度系数, 从而可均衡流过两只并联MOSFET的电流。由于电路中使用两只MOSFET, 电子负载可承受10A电流, 功耗大于100W, 所以使用一只散热器和小风扇是个好主意。

本电路适用于描述有两种电源模式的光伏电池模块的特性。采用本电路和基于PC的设置时, Helios公司的一种光伏电池模块的I-V特性曲线表明有一个区在VMPP ( 最高点的电压) 以上, 在VMPP 这一电压下, 陡峭的过渡与一个电压源相对应( 图2) 。在低于VMPP的电压下, 光伏电池模块犹如一个电流源。一般情况下, 用个简单的电流模式电子负载描述I - V 特性曲线这一平坦区的特性是很困难的, 因为电压输出对电流的微小变化很敏感,因此, 恒定电压模式负载就是一种较好的选择。

圖2  光伏电池模块的I V特性曲线



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